大功率开关电源电路 总结开关电源电路、原理、经验10条

1.整流桥并联连接

在低功耗设计中，很少使用整流桥并联。但是在一些大功率输出的情况下，如果单个整流桥的电流不满足输入功率要求，就需要使用整流桥的并联。整流桥并联不能采用两个整流桥并联整流的方式，即不能采用图1所示的方式。因为整流桥没有配对，一般不能只靠自身的V-I特性来分担电流。在图2的方式中，一般认为封装中的两个二极管非常匹配，可以平均分担电流，因此可以使用图2的方式实现整流桥的并联。

2.浮动驱动

在驱动电路的设计中，经常提到MOS晶体管需要通过浮动驱动，那么什么是浮动驱动呢？简单来说就是MOS管的S极不与控制IC的地直接相连，也就是说不共地。以我们常用的BUCK电路为例，如下图所示:控制IC的地一般与输入电源的地共用，在MOS晶体管的S极与输入电源的地之间有一个二极管，所以控制IC的驱动信号不能直接连接到MOS晶体管的栅极，而是需要一个附加的驱动电路或驱动IC，比如变压器隔离驱动或者像IR2110那样的带自举电路的驱动芯片。

当然还有另外一种方式，就是用另外一种方式给控制IC供电，然后把控制IC的地接到MOS管的S端，使其不浮动，控制IC的输出可以直接驱动MOS管。

3.迟滞比较器

在保护电路中，为了防止保护电路在保护点附近来回振荡，一般会加入一定的迟滞。

下图中，1M电阻起迟滞作用。如果没有1M电阻，很明显VF电压达到2.5V运放输出的低电平，低于2.5V，运放输出高。加1M电阻后，运算放大器输出电平低时，6脚电平为0.7+(2.5-0.7) * 1000/1010 = 2.48V..当VF低于6针电平时，7针输出为高电平(如果运算放大器提供15V，7针输出可按14V计算)。可以计算出6脚电平为2.5+(14-2.5) * 10/1010 = 2.61 V，如果这是一个输入欠压保护电路，VF为100: 1采样，当输入电压高于261V时，电路

一般在过压欠压保护电路、转向灯电路等中经常用到迟滞比较器。

4.误差放大器的输出箝位电路

在设计电源时，无论是恒压源还是恒流源，只要是闭环控制，总会有误差放大器。在进入闭环之前，误差放大器的输出电压是最高值。通常误差放大器的电源约为15V，开环时误差放大器的输出约为14V。随着输入信号的增加，达到电压稳定点后，误差放大器从最高点下降到闭环所需的值。在减小误差放大器输出的过程中，

增加一个二极管+稳压器可以在一定程度上改善这个问题。如下图所示，如果调压器为5V，那么开环时误差放大器的输出会箝位在6V左右，所以进入闭环时，误差放大器的输出不会从14V开始下降，而是从6V左右开始下降，自然要花很短的时间才能降到闭环所需的电压，这样电路会更稳定。

可以看看IC内部误差放大器的输出。无论IC电源电压多少伏，误差放大器输出电压的最大值应该不是IC电源电压，而是6V左右。不知道是不是也是这个原因。

5.双环控制系统的切换

在电路设计中，带限流功能的恒压源和带限压功能的恒流源相信大家都很熟悉。很多网友在设计电路时，有时会使用下图所示的电路，一个稳压环一个稳流环，逐渐增加负载，稳流环输出低电平进入限流。当负载降低并退出限流时，稳压环需要一个开关时间，因此有一条空白线表示两个环路都不工作。然而，在第二个电路中，没有这样的问题。限流时，稳流环拉低稳压环的基准。在这个过程中，两个循环都在工作。即使限流时负载突然断开，稳压环始终工作，电路也会在短时间内进入稳定状态。没有上述电路的空白色区域。

6.漏电感的测量

在电力变压器的设计过程中，相信大家都很清楚如何测量变压器的漏电感。很多网友经常在帖子里提到我的变压器电感是1mH，漏电感是600uH。如果你也测量这种情况，你最好再确认一下，因为我们知道漏电感储存的能量不能传递到二次侧。如果你的变压器参数如上所述，你的变压器会有多大的效率？其他网友会奇怪为什么自己绕的变压器漏电感测试不大，所以在应用上会有这么大的峰值。因为实际上不仅变压器的漏电感在起作用，你的接线电感也在起作用。

测试漏电感的正确方法应该是先不焊接其他器件，先将变压器焊接在PCB上，然后用粗短截线短接MOS管和输出整流二极管，短接输出滤波电容。输入漏感通过测量输入滤波电容获得。短路输入滤波电容，从输出滤波电容测量，得到输出端的漏电感。这种测试方法考虑了PCB的分布电感，更接近实际情况。

7.金属氧化物半导体管驱动

借用一个图，这个图是过压过流保护的电路。驱动信号分别由两个光耦合器控制。正常情况下，光耦合器导通，MOS管导通。出现异常后，光耦合器断开，MOS管断开。这张图至少有两个明显的错误。让我们看看他们在哪里。(R6R7为1k，R25R26为10k)

8.反馈电路中两个电阻的选择依据

以384X电路为例，光耦合隔离反馈电路常用的连接方式有两种，一种是2脚接地，4脚光耦合到1脚，通过下拉1脚的电平来实现稳压。

有人觉得这种方法不合理，会采用下面的方法，也是这个道理。这里，下图是说明电阻器R5和R6的选择的例子。

电路中，R7和R8连接成比例放大，放大倍数为1，即R7=R8。电容C2主要起滤波作用，我一般选择很小的100P。如果电流采样信号在0-1V范围内，电路工作正常，COMP对应的端电压为1V - 4.4V(内部二极管压降视为0.7V，1V为PDF提供的最低工作电压)，那么转换成R6的电压应该可以从0.6V - 4V变化。如果光耦合透射率为β，则可得到下式4≤R6*(V0-2.5-1.1)*β/R5

也就是说，当最大电流流过光耦合器的初级侧时，R6上次级侧电流的压降应不小于4V。关于R5的选择，我在另一篇帖子里提到过，光耦的一次电流可以控制在5mA，这样就可以选择R6的值。

9.小功率反激式电源的调试

对于经常设计的人来说，小功率反激输出电源基本上是直接上电，带空负载或轻负载。由于他们熟悉道路，基本没有问题，主要问题在于参数的优化。但是对于新手或者新手来说，有时候电路原理不是很清楚，所以想通过动手来加强印象。如果自己做的电源直接上电，估计轰炸机的可能性会超过一半，不如循序渐进。首先单独给控制IC供电，看IC工作是否正常，主要看频率和MOS管的驱动信号。如果单独供电的时候IC不正常工作，那你直接上电会怎么样就不用说了。IC正常供电后，我一般会找一个带限流功能的DC输出电源给我设计的电源供电，然后空加载，看看输出电压是否正常。由于DC输出电源具有限流功能，即使有问题，也是电源的限流保护。空正常加载输出电压，然后逐渐加载。如果没有带限流功能的DC电源，我的意见是不要直接加交流电。可以在交流输入端串联一个白炽灯用于限流功能，然后看空的负载是否正常。如果正常的话，去掉白炽灯，加交流电会更安全。

10.交叉调整率是如何产生的

上图中，如果没有R和L，则是非常常见的两绕组输出整流反激电路。这里R是变压器和接线部分的DC阻抗，L是变压器绕组的漏电感，N1N2是理想的变压器绕组。对于理想的变压器绕组，绕组电压与匝数比成正比，也就是说，如果5匝绕组输出5V，那么10匝绕组输出10V。

如果第一绕组输出5V的稳压，在空的负载下，绕组中基本没有电流，那么R1和L1上的压降可以忽略不计，二极管压降就是电流为零时的压降值。此时，N1绕组电压可视为输出电压5V+二极管压降0.4V..然后，10匝绕组的电压为2 * (5+0.4) = 10.8伏。当绕组空负载时，输出电压为10.4伏。随着第二绕组负载电流的增加，电阻R2和L2两端的压降增加，二极管V2两端的压降也增加，然后C2上的电压开始逐渐降低。这个电压的变化是N2绕组的负载调整率，而不是交叉调整率。

在辅助绕组负载不变的情况下，如果主绕组负载发生变化，R1、L1、V1的压降会随着电流的增大而增大，从而导致N1绕组的电压增大(因为C1上的电压要保持不变)。假设主绕组加载后，N1绕组的电压从5.4V变为6V，N2绕组的电压变为12V，输出电容C2的电压变为11.6V，这种由于主绕组加载而使辅助绕组电压从10.4V变为11.6V的情况就是交叉调整率。

本文转自:权力R&D精英圈